自動頻率跟蹤超聲波電源的原理和設計

1 引言

    隨著科學的發(fā)展和技術的進步．超聲波在塑料焊接、超聲清洗、干燥、霧化、導航、測距、育種等領域的應用日趨廣泛?，F(xiàn)在的大功率超聲波電源大都采用頻率跟蹤控制或功率控制。這種單一控制方法不僅會降低超聲波電源效率,而且會影響輸出精度和強度。如何使超聲波電源根據(jù)實際負載實時,動態(tài)調節(jié)輸出諧振頻率和功率,從而保證超聲波加工等操作的要求具有重要的理論研究和實際應用價值。

    2   超聲波電源系統(tǒng)的組成

    超聲波電源系統(tǒng)主要由220V電源、整流濾波、高頻逆變單元、匹配網(wǎng)絡、檢測電路、PWM產(chǎn)生電路和驅動電路組成,如圖1所示。

    220V單相交流電經(jīng)過二極管不可控整流電路得到直流電壓,然后經(jīng)過由MOSFET組成的高頻逆變電路得到滿足換能器要求的高頻電壓。為減少高頻工作條件下MOSFET的開關損耗,高頻逆變電路采用帶輔助網(wǎng)絡的全橋結構,如圖2所示。此電路結構解決了傳統(tǒng)零電壓開關(ZVS)PWM電路變壓器漏感小且滯后橋臂難于實現(xiàn)ZVS的問題。同時,根據(jù)電流增強原理,此電路結構可在任意負載和輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關,大大減少了占空比丟失。超聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個電路的控制效果。因此,應該對匹配網(wǎng)絡每個參量(高頻變壓器匝比K,輸出匹配電感Lf)進行嚴格的計算。匹配主要指為使發(fā)生器輸出額定電功率,進行阻抗變換匹配。以及為使發(fā)生器輸出最高效率進行調諧匹配。

    采用56F803型DSP作為控制電路的核心處理器．它內(nèi)置2 KB SRAM,31．5 KB FLASH,同時,其40 MHz的CPU時鐘頻率比其他單片機具有更強的處理能力。6路PWM信號可以實現(xiàn)高頻逆變電路開關管MOSFET的移相控制。12位A／D轉換器采集可以實現(xiàn)電壓和電流采樣并滿足采樣數(shù)據(jù)精度的要求。利用56F803型DSP中定時器的捕獲功能可以精確計算相位差大小,實現(xiàn)系統(tǒng)的頻率跟蹤控制。串行外設接口SPI與MCl4489配合使用可以實現(xiàn)對5位半數(shù)碼管的控制．從而實現(xiàn)系統(tǒng)頻率和功率的顯示。另外,56F803還支持C語言與匯編語言混合編程的SDK軟件開發(fā)包．可以實現(xiàn)在線調試。

    驅動電路采用IR21lO型驅動模塊．它具有集成度高,響應速度快(tar/taff=120 ns／94 ns）,偏值電壓高(<600 V),驅動能力強,成本低和易于調試等優(yōu)點。IR2110是基于自舉驅動原理的功率MOSFET驅動電路．驅動信號延時為納秒級,開關頻率可以從數(shù)十赫茲到數(shù)百千赫茲。同時,IR2110還具有比較完善的保護功能(如欠壓檢測、抗干擾、外部保護閉鎖等)。一個IR2110可以同時驅動單橋臂的上下二個MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制電源就可以實現(xiàn)一個橋臂MOSFET 的驅動控制,這樣大大減小了驅動電路的體積和成本。

    3   系統(tǒng)的控制策略

    超聲波電源系統(tǒng)采用頻率跟蹤和功率調節(jié)相結合的控制策略,從而使發(fā)生器在輸出最大功率時可達到最高效率。此種控制策略主要通過控制PWM的周期(也就是控制開關頻率)和PWM控制波形的移相角來實現(xiàn)。

    3．1   頻率跟蹤控制的實現(xiàn)

    采用鎖相法實現(xiàn)頻率跟蹤控制。使用KT20A/P型電流傳感器和KV20A／P型電壓傳感器分別檢測換能器二端的電壓和電流,經(jīng)過滯環(huán)控制得到電壓和電流的方波信號,如圖3所示。該滯環(huán)的回差為lV。然后,對二路方波信號經(jīng)過異或門和D觸發(fā)器得到相位差波形和相位差符號。相位差波形送入DSP的捕獲口,計算出相位差大小T,相位差符號送入GPIOA7口．獲得符號標志量flag。當T≠O,flag=o時,表示電壓超前電流。此時,應該減小開關管的頻率f;當T≠O,flag=l時,表示電壓滯后電流,此時,應該增加開關管的頻率f,然后把頻率量轉化成時間量附給DSP模值寄存器,從而改變輸出PWM信號的周期。

    3．2   功率控制的實現(xiàn)

    為了使高頻逆變電路的輸出功率滿足換能器所需要的額定功率,要采用功率控制電路,即采集直流側的電流信號與給定的電流值進行比較,并對偏差進行數(shù)字PI調節(jié),從而改變移相控制波形的移相角．進而改變高頻逆變電路的輸出電壓。

    采集直流側的電流來實現(xiàn)功率控制的主要原因是通過換能器的電壓和電流是交流,需要檢波、濾波等處理過程才能檢測到,這樣比較困難。而直流側電壓是直流量,基于這種考慮,采用了檢測直流側電流的方法。采用增量式數(shù)字PI運算減小偏移量,從而達到無靜差控制。直流側電流實時跟蹤給定電流,改變軟開關控制信號的移相角,從而改變高頻逆變電路的輸出電壓,當移相角增大時輸出電壓也增大,所以高頻逆變電路最終會輸出換能器所要求的功率。

    3．3   周期分段實現(xiàn)移相控制

    本系統(tǒng)的開關采用占空比為50％的PWM信號移相控制。傳統(tǒng)移相控制方法有二種：一種是采用UC3875產(chǎn)生移相控制波形．但電路復雜,不便于調試。精度低：另一種是采用單片機,這種方法大部分采用正弦表產(chǎn)生移相波形,程序冗長、復雜、可讀性差。本系統(tǒng)采用周期分段控制方法實現(xiàn)移相控制波形。在每個PWM周期中把開關管的控制波形分為4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于計數(shù)器PWMVAL的值。變量Count代表輸出的是第幾段波形,當Count=l或Count=3時．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)賦給模值寄存器。當Count=l時,PWM模塊的0通道和3通道分別輸出高電平和低電平。當Count=3時．PWM模塊的0通道和2通道分別輸出低電平和高電平;當Count=2或Count=4時．把波形Ⅱ或IV的模值MODULO2(Ⅱ和IV的模值相同)賦給模值寄存器．當Count=2時,PWM模塊的O通道和3通道都輸出高電平。當Count=4時．PWM模塊的0通道和2通道都輸出低電平。然后,按照上述方式循環(huán)輸出波形,如圖4所示程序框圖。

    圖5為主程序框圖。在程序中,頻率跟蹤部分出現(xiàn)相位差時,先給頻率賦一個較大步長(m=100)．然后隨著相位差的減?。饾u減小步長．直到相位差為零。

    4   實驗結果分析

    上述超聲波電源的主要參數(shù)是直流側電壓270 V;開關頻率fS=20 kHz;高頻變壓器匝比K=38：15;諧振電感Lf=3 mH;換能器采用工作頻率為20 kHz．內(nèi)阻為10Ω ,電容為12 000pF,最大輸出功率為l 500 W。
   
    圖6(a)給出逆變橋輸出電壓和電流實驗波形。

    圖6(b)是Q1管控制波形和漏一源極間電壓實驗波形?？梢?當控制信號使開關管導通時。其漏極和源極之間的電壓已經(jīng)為零,實現(xiàn)了開關管零電壓導通。

    圖6(c)是換能器二端電壓實驗波形。換能器處于固有頻率諧振狀態(tài)時為純阻性負載,所以二端電壓為正弦。

    5   結束語

    采用頻率跟蹤和功率協(xié)調控制的數(shù)控式新型超聲波電源具有以下特點：

    (1)采用帶輔助電路、電流增強型的ZVS全橋變換器．實現(xiàn)了所有開關管的ZVS;(2)實現(xiàn)了頻率跟蹤與功率控制的協(xié)調控制策略,跟蹤精度可達4Hz．能夠滿足超聲焊接、超聲清洗等控制的要求;(3)采用周期分段控制策略實現(xiàn)ZVS的移相控制,使得程序簡化;(4)采用IR2110型集成驅動,驅動簡單．減小了系統(tǒng)的體積,降低了成本。